开关电源内部的损耗探讨

　　整流器损耗也可以分成三个部分：开通损耗、导通损耗、关断损耗。
　　整流器的导通损耗就是在整流器导通并且电流电压波形稳定时的损耗。这个损耗的抑制是通过选择流过一定电流时最低正向压降的整流管而实现的。PN二极管具有更平坦的正向V-I特性，但电压降却比较高（0.7～1.1V）；肖特基二极管转折电压较低（O.3～0.6V），但电压一电流特性不太陡，这意味着随着电流的增大，它的正向电压的增加要比PN二极管更快。将波形中的过渡过程分段转化成矩形和三角形面积，利用式（3）可以计算出这个损耗。
　　分析输出整流器的开关损耗则要复杂得多。整流器自身固有的特性在局部电路内会引发很多问题。
　　开通期间，过渡过程是由整流管的正向恢复特性决定的。正向恢复时间tfrr是二极管两端加上正向电压到开始流过正向电流时所用的时间。对于PN型快恢复二极管而言，这个时间是5～15ns。肖特基二极管由于自身固有的更高的结电容，因此有时会表现出更长的正向恢复时间特性。尽管这个损耗不是很大，但它能在电源内部引起其他的问题。正向恢复期间，电感和变压器没有很大的负载阻抗，而功率开关或整流器仍处于关断状态，这使得储存的能量产生振荡，直至整流器最终开始流过正向电流并钳位功率信号。
　　关断瞬间，反向恢复特性起主要作用。当反向电压加在二极管两端时，PN二极管的反向恢复特性由结内的载流子决定，这些迁移率受限的载流子需要从原来进入结内的反方向出去，从而构成了流过二极管的反向电流。与此相关的损耗可能会很大，因为在结区电荷被耗尽前，反向电压会迅速上升得很高，反向电流通过变压器反射到一次侧功率开关，增加了功率管的损耗。以图1为例，可以看到开通期间的电流峰值。
　　类似的反向恢复特性也会出现在高电压肖特基整流器中，这一特性不是由载流子引起的，而是由于这类肖特基二极管具有较高的结电容所致。所谓高电压肖特基二极管就是它的反向击穿电压大于60V。
　　与滤波电容有关的损耗
　　输入输出滤波电容并不是开关电源的主要损耗源，尽管它们对电源的工作寿命影响很大。如果输入电容选择不正确的话，会使得电源工作时达不到它实际应有的高效率。
　　每个电容器都有与电容相串联的小电阻和电感。等效串联电阻（ESR）和等效串联电感（ESL）是由电容器的结构所导致的寄生元件，它们都会阻碍外部信号加在内部电容上。因此电容器在直流工作时性能最好，但在电源的开关频率下性能会差很多。
　　输入输出电容是功率开关或输出整流器产生的高频电流的唯一来源（或储存处），所以通过观察这些电流波形可以合理地确定流过这些电容ESR的电流。这个电流不可避免地在电容内产生热量。设计滤波电容的主要任务就是确保电容内部发热足够低，以保证产品的寿命。式（4）给出了电容的ESR所产生的功率损耗的计算式。

　　不但电容模型中的电阻部分会引起问题，而且如果并联的电容器引出线不对称，引线电感会使电容内部发热不均衡，从而缩短温度最高的电容的寿命。
　　附加损耗
　　附加损耗与所有运行功率电路所需的功能器件有关，这些器件包括与控制IC相关的电路以及反馈电路。相比于电源的其他损耗，这些损耗一般较小，但是可以作些分析看看是否有改进的可能。
　　首先是启动电路。启动电路从输入电压获得直流电流，使控制IC和驱动电路有足够的能量启动电源。如果这个启动电路不能在电源启动后切断电流，那么电路会有高达3W的持续的损耗，损耗大小取决于输入电压。
　　第二个主要方面是功率开关驱动电路。如果功率开关用双极型功率晶体管，则基极驱动电流必须大于晶体管集电极e峰值电流除以增益（hFE）。功率晶体管的典型增益在5-15之间，这意味着如果是10A的峰值电流，就要求0.66～2A的基极电流。基射极之间有0.7V压降，如果基极电流不是从非常接近0.7V的电压取得，则会产生很大的损耗。
　　功率MOSFET驱动效率比双极型功率晶体管高。MOSFET栅极有两个与漏源极相连的等效电容，即栅源电容Ciss和漏源电容Crss。MOSFET栅极驱动的损耗来自于开通MOSFET时辅助电压对栅极电容的充电，关断MOSFET时又对地放电。栅极驱动损耗计算由式（5）给出。

　　对这个损耗，除了选择Ciss和Crss值较低的MOSFET，从而有可能略微降低最大栅极驱动电压以外，没有太多的办法。
　　与磁性元件有关的损耗
　　对一般设计工程师而言，这部分非常复杂。因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。
　　与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。
　　磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。该损耗由式（6）给出。

　　如公式中所见，损耗是与工作频率和最大工作磁通密度的二次方成正比。虽然这个损耗不如功率开关和整流器内部的损耗大，但是处理不当也会成为一个问题。在100kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的50%。在500kHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的25%。在1MHz时，Bmax应设定为材料饱和磁通密度Bsat的10%。这是依据铁磁材料在开关电源（3C8等）中所表现出来的特性决定的。
　　涡流损耗比磁滞损耗小得多，但随着工作频率的提高而迅速增加，如式（7）所示。

　　涡流是在强磁场中磁心内部大范围内感应的环流。一般设计者没有太多办法来减少这个损耗。
　　电阻损耗是变压器或电感内部绕组的电阻产生的损耗。有两种形式的电阻损耗：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。直流电阻损耗由绕组导线的电阻与流过的电流有效值二次方的乘积所决定。集肤效应是由于在导线内强交流电磁场作用下，导线中心的电流被“推向”导线表面而使导线的电阻实际增加所致，电流在更小的截面中流动使导线的有效直径显得小了。式（8）给出了这两个损耗在一个表达式中的计算式。

　　漏感（用串联于绕组的小电感表示）使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和材料中。它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因此绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。
　　漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振荡能量。在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。
　　一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更近、绕组之间的紧耦合技术，以及相近的匝比（如接近l：1）。对通常用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3%～5%。在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的12%，如果变压器要满足严格的安全规程的话。用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。
　　后面可以看到，漏感引起的附加损耗可以被利用。
　　在直流磁铁的应用场合，沿磁心的磁路一般需要有一个气隙。在铁氧体磁心中，气隙是在磁心的中部，磁通从磁心的一端流向另一端，尽管磁力线会从磁心的中心向外散开。气隙的存在产生了一块密集的磁通区域，这会引起临近线圈或靠近气隙的金属部件内的涡流流动。这个损耗一般不是很大，但很难确定。
　　开关电源内的主要寄生参数概述
　　寄生参数是电路内部实际元件无法预料的电气特性，它们一般会储存能量，并对自身元件起反作用而产生噪声和损耗。对设计者来说，分辨、定量、减小或利用这些反作用是一个很大的挑战。在交流情况下，寄生特性更加明显。典型的开关电源内部有两个主要的、存在较大交流值的节点，第一是功率开关的集电极或漏极；第二是输出整流器的阳极。必须重点关注这两个特殊的节点。
　　变换器内的主要寄生参数
　　在所有开关电源中，有一些常见的寄生参数，在观察变换器内主要交流节点的波形时，可以明显看到它们的影响。有些器件的数据资料中，甚至给出了这些参数，如MOSFET的寄生电容。两种常见变换器的主要寄生参数见图3。
　　有些寄生参数已明确定义，如MOSFET的电容，其他一些离散的寄生参数可以用集中参数表示，使建模变得更加容易。试图确定那些没有明确定义的寄生参数的值是非常困难的，通常用一个经验值确定，换句话说，在进行软开关设计时，元器件的选择以能得到最佳结果为原则来进行。在线路图中，合适的地方放置寄生元件非常重要，因为电气支路只在变换器工作的一部分时间内起作用。例如，整流器的结电容只有在整流器反向偏置时会很大，而当二极管正向偏置时就消失了。表l列出了一些容易确定的寄生参数和产生这些参数的元器件，以及这些值的大致范围。某些特殊的寄生参数值可以从特定元器件的数据资料中获得。

　　印制电路板（PCB）对寄生参数的影响无处不在，好的PCB布局规则可以尽量减少这些影响。
　　流过尖峰电流的印制线对由任一印制线所产生的电感和电容很敏感，所以这些线必须短而粗。存在交流高电压的PCB焊点，如功率开关的漏极或集电极或者整流管的阳极，极易与临近印制线产生耦合电容，使交流噪声耦合到邻近的印制线中。通过“过孔”连接可以使交流信号印制线的上下层都流过同样的信号。其余寄生参数的影响一般可归到相邻的寄生元件中。
　　搞清楚构成一个典型变换器的每个元器件上的寄生参数的性质，将有助于确定磁性元件参数、设计PCB、设计EMI滤波器等。这是所有开关电源设计中最难的一部分。



原作者：北京稳固得电子