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自动增益控制(AGC)电路在很多应用中都非常重要，例如频率合成器的幅度稳定、发射机输出功率控制或接收机动态范围优化。图1所示电路采用ADL6010检波器、HMC985A电压可变衰减器(VVA)和HMC635 RF放大器，在很宽的输入频率（20 GHz至37.5 GHz）和幅度范围内提供自动增益控制。
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4个回答
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电路功能与优势
自动增益控制(AGC)电路在很多应用中都非常重要，例如频率合成器的幅度稳定、发射机输出功率控制或接收机动态范围优化。图1所示电路采用ADL6010检波器、HMC985A电压可变衰减器(VVA)和HMC635 RF放大器，在很宽的输入频率（20 GHz至37.5 GHz）和幅度范围内提供自动增益控制。在20 GHz和30 GHz之间，电路性能（通过本电路笔记中介绍的AGC品质因数来衡量）非常好。在30 GHz以上，电路的总增益会下降。然而，利用匹配技术（本电路笔记未予讨论）可以改善窄带性能。 该AGC电路适用于微波仪器仪表和雷达测量系统。 图1.电路框图 图2.EVAL-CN0390-EB1Z AGC印刷电路板(PCB)照片 电路描述 |
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2019-9-4 16:14:36
评论
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AGC品质因数
有多种方法可判断AGC环路的质量。 输出幅度平坦度与输入幅度变化的关系 输出幅度平坦度与输入幅度变化的关系是最直观明显的，同时也是此种电路之所以存在的原因。在低RF频率时，衰减器、RF放大器和检波器的组合增益足够高，可实现近乎理想的平坦度，如图9和图10所示。在37.5 GHz时，电路增益开始下降，平坦度性能随之降低，如图11所示。 正增益 理想情况下，即便输入信号非常小，AGC电路也能在很宽的输出幅度范围内保持增益平坦度。而实际上，性能是分区域的，有时总增益为正，有时总增益为负。在20 GHz时，如图9所示，在一个很大区域内，总增益为正。当频率提高到30 GHz时，然后再提高到37.5 GHz时，此正区域会缩小。 VSET范围和线性度 由于ADL6010响应的非线性，VSET与RF输出幅度的关系曲线也是非线性的。在20 GHz时，这种非线性表现为较高VSET电压下的曲线比较低VSET电压下的曲线靠得更近。在30 GHz时，VSET与输出幅度的关系被压缩得足够厉害，导致整体AGC响应在VSET = 0.6 V以上根本不变。37.5 GHz时的VSET响应打开得略多，但在VSET = 0.9 V以上仍被压缩。图12显示了一种略有不同的研究此关系的方法，其中绘制了20 GHz、30 GHz和37.5 GHz时RF输出幅度与VSET的关系曲线。 环路对输入幅度瞬变的响应 任何反馈环路都关心稳定性，AGC也不例外。为了估计此AGC环路的稳定性，在VSET端应用一个步进，然后测量运放积分器输出端的响应。如图13所示，响应为轻微欠阻尼状况，但显示出良好的稳定性。此瞬变是在RF频率为20 GHz时进行的。 相位噪声 对于模拟控制VGA，相位噪声可能是一个问题，常常需要权衡控制电压输入带宽与相位噪声性能下降程度。测量相位噪声性能下降程度的第一步必定是测量发生器本身，图14显示了输入频率为20 GHz且幅度为−10 dBm的情况。该图选择了相对较低的RF电平，使得环路处于高增益状态，任何相位噪声性能下降的影响都会最大化。图15显示了控制电压为0.1 V时AGC RF输出端的相位噪声，图16显示了控制电压为1.0 V时AGC RF输出端的相位噪声。如结果所示，在这些条件下相位噪声的提高并不突出。 图12.不同频率下RF输出幅度与VSET的关系，19 dBm输入功率 图13.对VSET施加步进时的瞬态响应 图14.20 GHz时发生器相位噪声测量结果，RF输入功率 = −10 dBm 图15.AGC RF输出端测得的相位噪声，RF输入 = −10 dBm，VSET = 0.1 V 图16.AGC RF输出端测得的相位噪声，RF输入 = −10 dBm，VSET = 1.0 V |
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常见变化
此电路可以从多方面加以改变。 选择HMC985A VVA和HMC635 RF放大器是因为其宽带宽能力，此电路可在20 GHz到37.5 GHz范围内进行评估。在−2.4 V到0 V的控制电压下，这些器件共同提供−22 dB到+15 dB的增益范围。其他VVA和RF放大器组合可在不同的频带上工作，提供不同的增益范围。由于环路控制运算放大器的电源范围，唯一限制是VVA控制电压必须在积分器所用运算放大器的输出电压范围内。 选择ADA4077-1的原因是其噪声低(6.9 nV/√Hz)，并且支持采用±5 V电源供电。此应用对运算放大器的唯一绝对要求是其必须为电压反馈架构，支持采用±5 V电源供电，并且输出范围能够驱动所需的VVA范围。 增益缩放响应可以利用定向耦合器10 dB抽头或其他抽头上的衰减器来调整。这种情况下，输出功率与折合到ADL6010传递曲线的VSET以及衰减器和定向耦合器抽头的值有关。 可以用功率分路器代替定向耦合器。采用功率分路器的影响是会提高ADL6010输入幅度，从而使图9、图10和图11所示的响应曲线偏移。此偏移的代价是6 dB的输出功率。 本电路板和电路的设计覆盖频带是20 GHz至37.5 GHz。利用匹配技术可以改善窄带性能。请参考图20以了解窄带匹配如何提供最大的改善。 电路评估与测试 对于本测试所用的全部RF电缆，都必须在最高40 GHz下预先测量其损耗。AGC PCB上使用的SMA连接器为2.4 mm，因此必须提供与这些连接器相配的电缆和适配器。 设备要求 需要以下设备： EVAL-CN0390-EB1Z电路评估板。 +5 V电源，500 mA能力（用于ADA4077-1运算放大器、HMC635 RF放大器和ADL6010检波器）。 −5 V电源，100 mA能力（用于ADA4077-1运算放大器）。 −0.6 V电源，用于HMC635上的VGG偏置，需要10 mA范围。此电源可选；可利用二极管和电阻来提供此偏置。PCB上有放置二极管和电阻的焊盘。务必先施加此VGG偏置，再在HMC635上施加+5 V偏置。务必不要同时施加+5 V VDD和VGG偏置。 0 V至3.0 V可调电源，用于VSET控制。只需mA范围的电流。 CN-0390评估软件（从ftp://ftp.analog.com/pub/cftl/cn0390/下载）。此软件可选，因为该电路完全可以手动运行。C# .exe文件和源代码可从ADI公司获得。代码采用Microsoft Visual Studio C# 2012版编写。代码利用GPIB库控制RF发生器、VSET控制和频谱分析仪。所用的GPIB库来自National Instruments，由其免费提供。软件中的GPIB（SCPI代码）专门用于本节所述的仪器；虽然类似仪器（例如不同的频谱分析仪）的SCPI代码常常相同，但如果使用其他仪器，此代码可能无效。 能产生40 GHz连续波(CW)的信号发生器（推荐Keysight或Rohde & Schwarz） 支持40 GHz以上频率的频谱分析仪（Keysight或Rohde & Schwarz，或类似仪器） 10 dB定向耦合器（推荐Keysight或KRYTAR） 能够测量HMC985A VVA输入端控制电压范围的万用表。万用表的范围必须是−5 V至+5 V，因为当控制环路未闭合时，它可能摆动到电源电压。 带SMA连接器的同轴RF电缆，在40 GHz时的损耗最好尽可能低。PCB上使用的SMA连接器为Southwest Research的2.4 mm连接器。为降低损耗，应当用SMA管式连接器代替线缆来将定向耦合器连接到评估板。 开始使用 评估电路的步骤如下： 1. RF发生器预设到20 GHz频率和−20 dBm输出功率。禁用发生器。设置频谱分析仪的中心频率为20 GHz，1 GHz范围，基准电平为20 dBm，RBW = 30 kHz。 2. 将万用表连接到HMC985A VVA控制输入。 3. 将电源电压设置为正确的值。将VSET设置为0 V。禁用所有电源。 4. 将AGC的RF输出端连接到定向耦合器的输入端口。如可能，此连接应使用SMA管式连接器直连，因为再短的电缆也可能降低整体性能。定向耦合器的10 dB抽头必须通过尽可能短的电缆连接到AGC PCB的检波器输入。 5. 按照图18所示连接所有其他电缆和电源。 6. 先接通−5 V电源以偏置HMC635上的VGG，再接通+5 V电源。方便的话，两个电源可以同时接通；但+5 V电源不得先于−5 V电源接通。 7. 检查+5 V、−5 V和−0.6 V电源的电流。其读数必须与以下值相似： +5 V电源，300 mA −5 V电源，10 mA −0.6 V电源（如使用外部电源），1 mA 8. 接通VSET电源。评估过程中会改变VSET。电流不得超过5 mA。 9. 使能RF发生器。 在手动模式下运行电路 电路现在能够执行全部功能。RF发生器的输入幅度必须初始设置为−20 dBm。请勿超过+20 dBm，因为+20 dBm已接近HMC635 RF放大器的输入压缩限值。RF发生器功率设置为−20 dBm时，VVA控制电压可以达到−5 V供电轨。采用幅度非常低的信号时，环路使增益达到最大，故积分器输出电压始终低于−2.4 V，直至RF幅度高到足以使环路闭合为止。当RF功率提高时，用户最先看到的是频谱分析仪指示的输出功率以dB/dB的比例提高。然而，随着RF输入功率提高并达到AGC响应曲线的拐点，环路就会闭合，VVA控制电压移动到−2.4 V。此时，环路在最小信号输入下闭合，因此仍会尝试将自身设置到最大增益。随着功率进一步提高，频谱分析仪上的幅度无明显变化，因为环路会补偿输入电平的变化。相反，当功率提高时，用户看到VVA控制电压从−2.4 V提高到0 V。给定VVA、RF放大器和检波器的增益，当输入功率≤ +20 dBm时，VVA控制电压不会一路变到0 V，因此AGC斜率保持平坦。 如果所有结果都与前面所说的相同，那么现在就可以在不同的RF幅度、频率和VSET值下评估该电路。 PCB设计 针对20 GHz到40 GHz的宽带工作范围的PCB设计不是一件轻而易举的事。PCB采用了接地共面波导技术，并在PCB上增加了一条测试走线以验证50 Ω走线结构。带电源和信号连接的整体布局如图17所示。实际测试设置中的PCB如图18所示。注意外部10 dB定向耦合器的连接，RF输入直接连到RF发生器，从而无需补偿电缆损耗。 完整的设计支持包，包括布局、原理图和物料清单，可从www.analog.com/CN0390-DesignSupport下载。 图17.ADL6010 AGC电路—PCB 图18.ADL6010 AGC电路—测试配置 验证RF走线质量和电路S参数 PCB在Cadence Allegro中设计。所有CAD设计文件均随本电路笔记一同提供。为实现高达40 GHz的50 Ω走线质量，我们提取了Allegro设计文件，然后在ADS中仿真。 S参数S11、S22、S21和S12如图19所示。正如数据所示，即使进行事先设计和仿真，23 GHz至28 GHz区域中的回波损耗也比最优值小。30 GHz至40 GHz范围中的性能要好得多。 图19.AGC PCB—测试走线S参数 图20显示了PCB上有源电路的双端口S参数（RF输入、RF输出）。从20 GHz到40 GHz，增益性能(S21)有滚降。增益性能中还有零点，这与测试走线中显示的回波损耗问题是一致的。 图20.AGC PCB—有源电路S参数 |
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只有小组成员才能发言，加入小组>>
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